同时具备P控制的响应性和PI控制的稳定性,不会使过渡响应性劣化,并且抑制由输入电压、负载的变动引起的输出电压的变动。输出电压误差放大器(32)在由反馈控制使输出电压稳定化的低频区域作为比例器发挥作用,对于输出电压检测值(vo)对输出电压目标值(Vref)的误差(ev)乘以规定的比例系数来计算电流基准振幅值(vm)。系数单元(38)对电流基准振幅值(vm)乘以规定的系数,并将所得到值与基准值(vr0)相加来计算输出电压目标值(Vref)。系数单元(38)在低频区域使输出电压目标值(Vref)根据电流基准振幅值(vm)变化,在高频区域使系数值变小从而作为低通滤波器起作用。
1.一种PFC变换器,具备:整流电路,其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流;串联电路,其连接在上述整流电路的次级,包括电感器以及开关元件;整流平滑电路,其与上述开关元件并联连接;和开关控制单元,其对上述开关元件进行导通/截止控制,使得从上述交流输入电源输入的输入电流相对于上述交流电压成为相似形状,其中,上述PFC变换器具备:输入电压检测单元,其检测从上述交流输入电源输入的输入电压;电感器电流检测单元,其检测流过上述电感器的电流;和输出电压检测单元,其检测上述整流平滑电路的输出电压,上述开关控制单元是将电流基准振幅值、与上述输入电压的检测值之积作为电流基准值,并根据该电流基准值与流过上述电感器的电流之差来控制上述开关元件的导通时间的单元,其中上述电流基准振幅值是对上述输出电压的检测值相对于输出电压目标值的误差即输出电压误差乘以规定的比例系数而求出的值,上述PFC变换器中设置了输出电压控制值补正单元,该输出电压控制值补正单元利用上述电流基准振幅值的比例值来补正上述输出电压目标值或者上述输出电压误差。
2.根据权利要求1所述的PFC变换器,其中,上述开关控制单元以及上述输出电压控制值补正单元由保持与上述输出电压目标值相应的数字值的数字信号处理器(DSP)构成,上述输出电压控制值补正单元利用上述电流基准振幅值的比例值来补正上述数字值。技术领域
本发明涉及输入交流电源输出直流电压的AC-DC变换器,尤其涉及抑制谐波电流的PFC变换器。
背景技术
连接于商用电源的电气设备根据其电力容量而具有谐波电流限制,输入商用电源的开关电源装置为了消除该限制而大多具备PFC(功率因数改善电路)变换器。以商用交流电源为输入电源的一般开关电源装置对商用交流电源进行整流平滑从而变换为直流电压后,利用DC-DC变换器对其进行开关,所以输入电流变得不连续,从正弦波产生较大畸变。这是产生谐波电流的原因。因此,为了抑制该谐波电流,在全波整流电路的后级并且基于平滑电容器的平滑电路的跟前设置PFC变换器。该PFC变换器由斩波电路构成,进行工作使得输入电流波形成为与输入电压波形相近似形且同相位的正弦波状。因此谐波电流被抑制在一定等级(level)以下,功率因数也得到改善。作为控制理论,一般已知有P(Proportional:比例)控制、PI(proportional-Integral:比例&积分)控制、PID(Proportional-Integral-Differential:比例&积分&微分)控制等,但是在PFC变换器中,因为与输出电压的稳定特性相比,响应性优先,所以一般采用P控制。作为进行P控制的PFC变换器的示例,有专利文献1。图1是专利文献1中示出的PFC变换器的电路图。这里,参照图1来说明专利文献1的PFC变换器。图1构成了所谓升压型电压变换器。该变换器将利用整流电路1对商用电源的交流电压Va进行整流所得到的电压Vr提供给电抗器2,一边通过开关晶体管3对流过电抗器2的电流进行断续,一边经由二极管4取出电流遮断时在电抗器2中产生的电压作为输出电压Vo,并且通过电容器5使其平滑化且稳定化。将输出电压Vo的分压电路6的检测值vo提供给误差放大电路7,使其输出表示与其设定值vs的差的误差电压ve。乘法电路8接收误差电压ve和整流电压Vr,通过两者的乘法运算,输出与误差电压ve成比例并且具有与整流电压Vr相同的脉动波形的电压误差信号Se。通过检测电阻9检测开关晶体管3导通时流过的电流及其波形,并将该电流波形信号Sc以及上述电压误差信号Se提供给电流误差检测电路10,使其将表示两信号的波形差的电流误差信号S1输出给比较器20的同相输入。比较器20将该电流误差信号S1与从高频振荡电路21接收的指定开关晶体管3的断续周期的锯齿状波的周期信号S0进行比较,向开关晶体管3输出作为PWM信号的导通截止指令信号Sw。据此,以由该导通截止指令Sw所指定的占空比来使流过电抗器2的电流断续。【专利文献1】日本特开平7-87744号公报【专利文献2】日本特开2007-129849号公报专利文献1中示出的PFC变换器在低频区域具有高增益,但是是有限的增益。即在稳定状态下也存在误差。图1所示的输出电压误差ve越大,输出电压Vo与目标电压vs之差变得越大,输出电压降低。专利文献2中示出的PFC变换器,利用直流,增益成为无限大,所以能够使在稳定状态的误差为零,但是在负载骤变等的过渡状态,电容器的充放电花费时间,所以与图1中示出的P控制的PFC变换器相比,到达输出电压收敛的时间变长。
发明内容
因此,本发明的目的在于提供一种PFC变换器,能够同时具备P控制的响应性和PI控制的稳定性,不会使过渡响应性劣化,并且能够抑制由输入电压、负载的变动引起的输出电压的变动。为了解决上述课题,本发明如下构成。(1)一种PFC变换器,具备:整流电路,其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流;串联电路,其连接在上述整流电路的次级,包括电感器以及开关元件;整流平滑电路,其与上述开关元件并联连接;和开关控制单元,其对上述开关元件进行导通/截止控制,使得从上述交流输入电源输入的输入电流对于上述交流电压成为相似形状,其中,上述PFC变换器具备:输入电压检测单元,其检测从上述交流输入电源输入的输入电压;电感器电流检测单元,其检测流过上述电感器的电流;和输出电压检测单元,其检测上述整流平滑电路的输出电压,上述开关控制单元是将上述输出电压的检测值对输出电压目标值的误差即输出电压误差与上述输入电压的检测值之积作为电流基准振幅值,并根据该电流基准振幅值与流过上述电感器的电流之差来控制上述开关元件的导通时间的单元,上述PFC变换器中设置了输出电压控制值补正单元,该输出电压控制值补正单元利用上述电流基准振幅值的比例值来补正上述输出电压的目标值或者上述输出电压误差。(2)上述开关控制单元以及上述输出电压控制值补正单元由保持相当于上述输出电压目标值的数字值的DSP(数字信号处理器,Digitalxa0Signalxa0Processor)构成,上述输出电压控制值补正单元利用上述电流基准振幅值的比例值来补正上述数字值。(发明效果)根据本发明,能够在不使过渡响应性劣化的情况下,抑制由输入电压、负载的变动引起的输出电压的变动。
附图说明
图1是专利文献1中示出的PFC变换器的电路图。图2是第1实施方式的PFC变换器的电路图。图3是以用电流连续模式进行控制的状态中的开关周期的单位的PFC变换器101的电压/电流的波形图。图4是将图2所示的数字信号处理电路13的处理内容模块化来表示的图。图5是与输出电压的反馈控制相关的框图。图6是第2实施方式的输出电压误差放大器的电路图。符号说明101...PFC变换器11...输入电压检测电路12...输出电压检测电路13...数字信号处理电路31...加法单元32...输出电压误差放大器33...乘法器34...加法单元35...输入电流误差放大器36...脉冲生成器38...系数单元39...加法单元B1...二极管桥C1...平滑电容器Cref...电容器D...调制信号D1...二极管ei...输入电流误差值ev...误差iL...电感器电流检测值ir...电流基准值L1...电感器OP...运算放大器Q1...开关元件Rcd...电流检测用电阻Toff...截止期间Ton...导通期间Vac...交流输入电源Vds...源极间电压vi...输入电压检测值vm...电流基准振幅值vo...输出电压检测值vr0...基准值Vref...输出电压目标值
具体实施方式
《第1实施方式》参照图2~图6说明第1实施方式的PFC变换器。图2是第1实施方式的PFC变换器的电路图。在图2中,符号P11、P12是PFC变换器101的输入端口,符号P21、P22是PFC变换器101的输出端口。在输入端口P11-P12中输入作为商用交流电源的交流输入电源Vac,在输出端口P21-P22连接负载电路100。负载电路100例如是DC-DC变换器以及通过该DC-DC变换器接受电源供给的电子设备的电路。在PFC变换器101的输入级设置对交流输入电源Vac的交流电压进行全波整流的二极管桥B1。二极管桥B1相当于本发明的「整流电路」。在二极管桥B1的输出侧连接电感器L1、开关元件Q1以及电流检测用电阻Rcd的串联电路。在开关元件Q1的两端并联连接由二极管D1以及平滑电容器C1构成的整流平滑电路。通过该电感器L1、开关元件Q1、二极管D1以及平滑电容器C1构成所谓的升压斩波电路。电流检测用电阻Rcd以及输入其信号的数字信号处理电路13的输入部相当于本发明的「电感器电流检测单元」。在二极管桥B1的输出侧的两端间设置输入电压检测电路11。此外在输出端口P21-P22间设置输出电压检测电路12。数字信号处理电路13由DSP(Digitalxa0Signalxa0Processor,数字信号处理器)构成,通过数字信号处理来控制该PFC变换器101。即,对数字信号处理电路13输入输入电压检测电路11的输出信号,检测交流输入电源的电压的相位。此外对数字信号处理电路13输入输出电压检测电路12的输出信号来检测输出电压。而且,以规定的开关频率使开关元件Q1导通/截止。数字信号处理电路13相当于本发明的「开关控制单元」。上述输入电压检测电路11以及输入其信号的数字信号处理电路13的输入部相当于本发明的「输入电压检测单元」。此外,上述输出电压检测电路12以及输入其信号的数字信号处理电路13的输入部相当于本发明的「输出电压检测单元」。而且,数字信号处理电路13具备用于在与负载电路100之间进行通信的端口,例如进行数据通信或者信号的输入输出,总是对负载电路(电子设备)发送变换器的状态等,或者发送输入电压、输出电压、输出电流等,或者从负载电路侧接收负载状态等从而反映于开关控制。图3是以用电流连续模式进行控制的状态中的开关周期的单位的PFC变换器101的电压/电流的波形图。数字信号处理电路13进行开关控制,使得对PFC变换器101的输入电流、即流过电感器L1的电流的平均值成为与全波整流波形相似的形状。如此通过输入电压和流过相似形状的输入电流,能够抑制谐波、改善功率因数。在图3中(A)是以商用电源频率的半周期单位的、流过电感器L1的电流的平均值Ii的电流波形,(B)是扩大其一部分时间轴来表示的、以开关周期的单位的流过电感器L1的电流IL的波形图,(C)是开关元件Q1的漏极-源极间电压Vds的波形图。在开关元件Q1的导通期间Ton,在电感器L1中流过电流IL,电流IL以根据电感器L1的两端间电压以及电感器L1的电感而决定的斜率上升。之后,在开关元件Q1的截止期间Toff,电流IL以电感器L1的两端电压和由其电感而决定的斜率下降。如此在电流纹波(ripple)ΔIL的幅度,流过电感器L1的电流IL以开关周期变动。图4是将图2所示的数字信号处理电路13的处理内容模块化来表示的图。在图4中,加法单元31计算输出电压检测值vo对于后述的输出电压目标值Vref的误差ev。输出电压误差放大器32对误差ev乘以规定的比例系数从而计算电流基准振幅值vm(通常,PFC中的误差放大器因为需要使输出电压不与输入电压的纹波响应,所以具有上限遮断特性)。乘法器33对电流基准振幅值vm乘以输入电压检测值vi来计算电流基准值ir。加法单元34计算电感器电流检测值iL对于电流基准值ir的差分即输入电流误差值ei。输入电流误差放大器35对输入电流误差值ei乘以规定的比例系数,从而产生对脉冲生成器的调制信号D。脉冲生成器36基于上述调制信号D,输出作为二值逻辑信号的脉冲信号。该脉冲信号是对开关元件Q1的开关控制信号。即,利用与上述电流误差值ei成比例的值,对开关控制信号进行PWM调制。据此控制开关元件Q1的导通时间。系数单元38产生对上述电流基准振幅值vm乘以规定的系数而得到的值。加法单元39将系数单元38产生的值与基准值vr0相加从而计算输出电压目标值Vref。该系数单元38以及加法单元39相当于本发明的「输出电压控制值补正单元」。系数单元38根据输出电压误差放大器32的输出vm,使输出电压目标值Vref发生变化。因此,根据条件不同,有时发生异常振荡。在该情况下,使系数单元38具有上限遮断特性。据此,即使在电流基准振幅值vm急剧变化的情况下,Vref的变化也成为低速,能够避免过渡的响应。图5是与输出电压的反馈控制相关的框图。图5(A)是由图4所示的加法单元31、输出电压误差放大器32、系数单元38、加法单元39构成的反馈系的框图。图5(B)是比较例,是没有设置图4所示的系数单元38以及加法单元39时的框图。在图5(B)所示的比较例的反馈系中,计算输出电压检测值vo对于输出电压目标值Vref的误差ev,输出电压误差放大器32输出电流基准振幅值vm,控制对象(PFC变换器)50根据电流基准振幅值vm来控制输出电压(输出电压检测值vo)。另一方面,在图5(A)所示的反馈系中,进一步地将系数单元38对电流基准振幅值vm乘以系数所得到的值与基准的(固定的)目标值vr0相加,来修正输出电压目标值Vref。如此,通过根据电流基准振幅值vm使目标值vr0变动,能够基本上利用P控制,来进行不产生残差(在稳定状态的输出电压检测值vo和输出电压目标值Vref的差)的控制。如以上所示,通过利用DSP来构成数字信号处理电路13,因为没有信号的劣化、噪声(noise)的混入、元件偏差的影响,所以能够进行高精度的目标值的补正。此外,能够细化条件判断、条件分支,复杂地进行。例如在负载大时目标值也变大,在该状态下检测到负载急剧变小时,将输出电压目标值Vref复位(reset)为初始值。据此,抑制负载急剧变小时的输出电压的暴涨。《第2实施方式》在第1实施方式中,如图2以及图4所示,采用由DSP形成的数字信号处理电路13来进行开关控制,但是第2实施方式是利用模拟元件构成图4所示的输出电压误差放大器32的例。图6是第2实施方式的输出电压误差放大器的电路图。用下面的(1)式表示运算放大器OP的同相输入端子(+)的输入电压Vref。这里,vm是运算放大器OP的输出电压(输出电压误差放大器的输出),vo是输出电压检测值,Vref是输出电压目标值。Vref=(vr0/Rr1+vm/Rr3)/(1/Rr1+1/Rr2+1/Rr3)...(1)其中,对于电阻Rr2并联连接电容器Cref,所以该电容器Cref的容量越大,每时间单位的输出电压目标值Vref的变化变小。即,具备低通滤波器的作用。如以上两个实施方式所示,对误差放大器采用比例器来进行P控制时,在稳定状态下,对于输出电压目标值Vref,在输出电压Vo中产生残差。因此,根据残差使输出电压目标值Vref变化。因为vm与残差具有比例关系,所以通过利用与vm成比例的值来补正Vref,能够将输出电压控制为恒定值。但是,在Vref急剧变化而系统不稳定的情况下,使其具备低通滤波器特性来使Vref低速地变化。其结果,能不使过渡响应性劣化,使输出电压不依赖于输入电压、负载而恒定。